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taro様
「LMZ31707」についてのお問合せありがとうございます。
御質問に回答コメント致します。
◎回答コメント
○御質問1. 2.
・関係している「LMZ31707」データシート p.11 (1)式を変換しますと、
Vo = 0.6 x (1.43kΩ+Rset[kΩ]) / Rset[kΩ]
となります。
・この式から、「0.6」はIC内部のRefarence電圧を表しており、その精度は、p.3 に
「Set-point voltage tolerance：最大 ±1% と記載されております。
・そして、p.5 のブロック図から、1.43kΩは内部抵抗値を表しております。
この1.43kΩの精度は、この抵抗を作っているプロセスの抵抗拡散の精度で
決まりますが、データシートには記載されておりませんが、一般的に、
拡散抵抗の精度は±10%程度と考えられます。
・「LMZ31707」は電源モジュール製品で、なるべくパッケージに周辺素子を内蔵する
ことで、外部部品低減と設計容易性を最大限にすることを目指しております。
・従いまして、出力電圧精度は少々ゆるくなっているものと考えます。
・出力電圧精度を良くする為に、Rsetは ±1%の高精度抵抗の御採用をお薦め致します。○御質問3.
・データシート p.5 のブロック図から、VREF=0.6Vなので、Slow-Start Time tss、
SS/TRピンとSTSELピン間の内部コンデンサ Cint、内部充電電流 Iint、Cssの関係は
次式で表せます。
（Cint + Css）x VREF = Iint x tss
p.21 Table 6の数値から
（Cint + 0.0nF）x 0.6V = Iint x 1.2ms — 1)
（Cint + 3.3nF）x 0.6V = Iint x 2.1ms — 2)
1), 2)式の連立方程式を解きますと、
Iint = 2.2uA
Cint = 4.4nF
が求められます。
・従って、関係式は
（4.4nF + Css）x 0.6V = 2.2uA x tss
となり、Css の計算近似式は
Css = 2.2uA x tss / 0.6V – 4.4nF
となります。
・「LMZ31707」のSlow-Start機能は、典型的な電圧制御型の出力電圧立上げ遅延回路
ですが、一般電源ICのソフトスタート機能とは異なり、Css無しのデフォルトで
内蔵コンデンサで一定時間の遅延を確保して外付け部品の省略を狙っております。
従って、内蔵コンデンサの製造ばらつきが加味されて精度がゆるくなっております。
・Iint、Cint の精度は、製造ばらつきで決まりますが、一般的にそれぞれ ±10%程度
のばらつきが考えられます。以上
DK様
「LM2596T-5.0/NOPB」に関する追加質問を頂きありがとうございます。
◎回答コメント
○お考えになっている通りで、1.5Aと0.4Aのシュミレーション結果のL値の差異は、
「LC定数は応答性や電源のリプルの程度に関わり」「1.5A時のLCフィルタではインダクタンスが小さい
ため定常0.4A負荷では不連続モードになり、リプルが増大」致します。○まず、頂きましたシュミレーション結果から次の事が分かります。
①Io=1.5Aのシミュレーション結果：L1：82uH、Cout：4.7uF
・インダクタのリップル電流：LIpp=380.25mA ⇒ LIpp/Io=25.35%
・出力電流 Ioが、LIpp/2=約190mA 以下で不連続動作発生。その時、LIpp/Io=約200%
・ちなみに、Io=400mAの場合、LIpp/Io=95.06%
・この時、お考えの通り、インダクタのリップル電流が大きいので出力リップル電圧は
増大方向です。
②Io=0.4Aのシミュレーション結果：L1：330uH、Cout：2.2uF
・インダクタのリップル電流：LIpp=90.325mA ⇒ LIpp/Io=22.58%
・出力電流 Ioが、LIpp/2=約45mA 以下になるまで連続動作可能。
・仮に、Io=1.5Aに増大した場合、LIpp/Io=6.02%
・これは、入力⇒インダクタ⇒出力へのエネルギー伝達が充分に行われないことを意味します。○LC値決定の検討ポイント
・基本的に、①、②の回路ともに、負荷電流 Io=0A～1.5A で使用できるLC値であると言えます。
・したがって、①、②回路はトレードオフ関係にあります。アプリで何を重視してLC値を決定するか
検討して①回路と②回路の間でLC値を加減する必要があります。
・すなわち、
まず、アプリにおいて、大負荷電流 Io=1.5Aがまれであれば②回路に近づけ、逆に大電流が頻繁で
あれば①回路に近づける必要があります。
・また、アプリにおいて、出力リップル電圧及び出力ノイズ電圧の低減が重要な場合は②回路に近づけ、
大電流動作において安定した電力供給が必要な場合は①回路に近づける必要があります。
・ただし、②回路で回路を検討する場合、シミュレーション選択インダクタの電流容量が小さい場合が
ありますので、最大許容電流 1.5A 以上あるインダクタを選ぶ必要があります。
ちなみに、②回路 0.4Aのシミュレーション結果で採用されているインダクタ「でCDRH125NP-331MC」
の電流定格は 0.68A で採用にふさわしくありませんので御注意下さい。以上
taro様
お問合せありがとうございます。
只今、確認しております。
しばらくの猶予をお願い致します。以上
DK様
お問合せ頂きありがとうございます。
御存知の通り、データシートには、３種のバイポーラNPNトランジスタのエミッタ-ベース接合の
逆耐圧値について、残念ながら、記載されておりません。
そこで、本デバイス（Vo=5V固定デバイス）のVin＜Vo 場合のTIからの推奨対策について確認しますと、
Vin＜Vo の場合に、出力コンデンサの電荷がデバイス内を流れるのを防ぐ為に出力から入力に向けて
保護ダイオードの接続と、この保護ダイオードを流れた電流が前段の入力側に逆流しないように、
入力側からVinピンに向けて第二の保護ダイオードの接続が推奨されております。Vin＜Vo の発生が懸念される場合、上記の保護対策を御検討願います。
御参考に、次のTI E2E Comunityの記事をご紹介致します。
御参考 TI E2E Comunity 記事：https://e2e.ti.com/support/power_management/f/196/t/626848以上
お問い合わせありがとうございます。
「LM3224MMX-ADJ/NOPB」のような非同期の昇圧DC/DCコンバータICの場合、
仰る通り、出力ショートの場合、電流はインダクタとダイオードを流れて
デバイスにダメージが無い為か「保護機能」が無いものが多いようです。
御懸念を払拭するためには、仰る通り、御選択頂いた「保護機能」を有した
「同期整流」製品の御採用をお薦め致します。SM様
お問い合わせありがとうございます。TMS320F28027から出力されるPWM信号（3.3V）を入力として、耐圧400VのMOSFETをドライブする「ハイサイド・ローサイド・ゲート・ドライバ」として「UCC27714」は、出力ソース・シンク・ピーク電流がTI製類似製品の中で 4A と最も大きく余裕ある設計が
できて、最も御採用にふさわしい製品と考えます。御採用推進の御検討をよろしくお願い致します。
御質問・御要望は遠慮なく御連絡下さい。FUKU
申し訳ありません。
私のタイプミスです。仰る通り、
Dmax=-tOFFmax × fsw +1
で間違いありません。お問い合わせ頂きありがとうございます。
最大Duty Dmax の制約は、その動作周波数 fsw で動作している状態での最大オフ時間 tOFFmax との関係があります。
周期を T としますと、
Dmax = （T – tOFFmax) / T = 1 – tOFFmax / T
ですので、T = 1/fsw ですので、
Dmax = -tOFFmax x fsw – 1
で、最大Duty Dmax と 動作周波数 fsw の関係は、-tOFFmax を傾きとする比例関係となります。
そこで、データシートに記載されているfsw=100kHz, 300kHz, 600kHzの3条件での最大Dutyを
グラフにして見ました。添付資料を御覧ください。
このグラフがある動作周波数での最大Dutyを求める参考にしていただけると考えます。お問い合わせありがとうございます。
「SN74HC14」と「SN74HC14A」のデータシートで御認識頂いている通り、「A」付きは1998年7月から改版されておりません。
ウエハー製造ラインのアップデート際に「A無し」の「SN74HC14」が主流製品になっております。
「A」付き製品は、仕様は同等ですが、パッケージは PW（14pin-TSSOP）のみしかありません。
お問い合わせの「A」付き「SN74HC14ANSR」NS（14pin-SO）はありませんので御注意願います。
新規御採用におきましては、「A無し」の「SN74HC14」製品をお薦め致します。「SN74HC14NS」と「SN74HC14PW」はパッケージ違いですので、熱抵抗値（RθJA）が異なります。
熱抵抗値は、NS（14-SO）：76℃/W、PW（14-TSSOP）：113℃/W ですので、「SN74HC14NS」の方が熱が逃げやすく、
許容電力は大きくなります。ちなみに、許容電力 Pd は次式で概算されます。
Pd = (Tj – Ta) / RθJA
ここで、Tj：ジャンクション温度、Ta：周囲温度、RθJA：パッケージ熱抵抗値
で、Tj、Ta が同じ場合、RθJAが小さいほど Pd は大きくなります。KATANA-san
お問合せありがとうございます。次の御質問内容にお答え致します。
○御質問内容
「LMR14030」のShort Protection のShort検出方法と 検出時の動作（挙動）について
○回答コメント
・インダクタ電流は、内蔵ハイサイド・MOSFETで検出されております。
・インダクタ電流 ILは、内蔵ハイサイド・MOSFETのON状態でのドレイン-ソース間電圧Vdsを差動アンプで検出し、
FETのON抵抗 Rds(on) から、IL = Vds / Rds(on) で求められ、内部で過電流制限、ショート保護に活用されております。
・過電流制限及び出力ショート検出時の動作（挙動）は次の通りです。
（8.3.9 Over Current and Short Circuit Protection の項の簡易和訳です。）
・LMR14030は、ハイサイドMOSFETのピーク電流に対するサイクルごとの電流制限によって過電流状態から保護されています。
ハイサイドMOSFETの過電流保護は、ピーク電流モード制御の性質によって実現されます。
ハイサイドのスイッチ電流は、スイッチング・サイクルごとにエラーアンプ（EA）からスロープ補償を差し引いた出力と比較されま す。
・詳細は機能ブロック図を参照してください。
・ハイサイドスイッチのピーク電流は、一定のクランプされた最大ピーク電流スレッショルドによって制限されます。
したがって、ハイサイドスイッチのピーク電流制限はスロープ補償の影響を受けず、フルデューティサイクル範囲で一定のままで す。
・また、LMR14030は過酷な過電流または短絡状態でコンバータを保護するために周波数フォールドバックを実装しています。
FBピンの電圧がVREFの75％、50％、25％に低下すると、発振器の周波数は2,4、および8で除算されます。
周波数フォールドバックは、スイッチングサイクルの期間を長くすることによってオフ時間を増加させ、
その結果、インダクタ電流が減少する時間が長くなり、平均インダクタ電流が低下します。
周波数が低いほど、スイッチング損失も低くなります。
周波数のフォールドバックにより消費電力が低減され、過熱やデバイスの損傷を防ぐことができます。以上
お問合せありがとうございます。
・「SN74HC08-Q1」のように「-Q1」がついている製品は、車載向け製品となっております。
・「SN74HC08A」は、「SN74HC08」と同様に一般工業向け製品ですが、データーシートを比較して改版時期が古く、搭載パッケージは 14-TSSOP(PW)に生産が限定されておりますところから、同製品の製造リニューアル前の製品です。新規御採用におきましては「SN74HC08」をお薦め致します。
お問合せありがとうございます。頂きました御質問に回答致します。
全製品ではありませんが、TIにおきまして準備されているSPICEモデルの入手方法についてお知らせ致します。
１）次の日本TIホームページのサイトにお入り下さい。
：http://www.tij.co.jp/adc/jp/docs/midlevel.tsp?contentId=31690
２）このページに次のSpiceモデル・コレクションが準備されております。
・HSpice モデル・コレクション （ti_hspice.zip）
・PSpice モデル・コレクション（ti_pspice_models.zip）
・TINA-TI Spice モデル・コレクション（ti_tina_ti_spice_models.zip）
・一般的な SPICE モデル・コレクション（ti_spice_models.zip）
そこで、SN74LVC245A, SN74LVC2G07, SN74LVC1G97のSpiceモデルですが、「SN74LVC245A」のみが「HSpice モデル・コレクション 」の中に準備されておりました。ti_hspice.zipをダウンロード⇒解凍⇒検索 の手順で入手頂ますようお願い致します。